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带有快速体二极管的MOSFET器件 通过LLC拓扑和FREDFET来提高效率

Created by 儒卓力电源技术支持Gerald Zipfel和STMicroelectronics功率MOSFET高级应用工程师Antonino Gaito |   Asia Knowledge

鉴于全球能源危机,当前电子设备的重点是实现高功率与低能耗的结合。因此,许多电子公司都在提高其众多产品规格中的效率标准。然而,常规的硬开关转换器几乎无法满足这些要求。所以,电源单元的开发人员已经转向诸如LLC谐振转换器之类的软开关拓扑,以提高效率并实现更高的工作频率。但是,他们必须考虑以下几个方面的问题。

谐振LLC半桥可确保整个开关设备在导通之前进行零电压开关(ZVS)(或在关断时为零电流)。因此,可以通过在每次转换期间叠加开关电流和电压来避免能量损失。利用这种电路,开关损耗可以在高频下也保持较低水平,从而减小电抗组件的尺寸。当然,较低的损耗也允许使用较小的散热器。零电压条件源于MOSFET体二极管的固有导通。在极快的负载变化期间,MOSFET可以从零电压转换为零电流开关条件。在这种情况下,高dv/dt值可能会将固有双极型晶体管切换到导通状态,这通常会导致MOSFET损坏。

 

LLC拓扑

 

LLC拓扑中半桥的基本电路包括两个机械开关:高边机械开关(Q1)和低边机械开关(Q2)。它们由电感器Lr和电容器Cr连接到变压器(参见图1)。机械开关由它们的固有二极管(D1和D2)和固有电容输出电阻(C1和C2)桥接。为了阐明它们在一般工作原理中的作用,它们在图1中分别被标示。此外,还可以看到另一个电感Lm。这是变压器的漏感,它在LLC拓扑中起着重要的作用。

 

假设变压器的初级电感值Lm太高以至于对谐振网络没有影响,则上图所示的转换器充当串联谐振转换器。

 

在谐振单元中,如果输入信号的频率(fi)等于谐振频率(fr),即LC阻抗等于零,则可实现最大放大率。转换器的工作频率范围受两个特定谐振频率值所限制。这些数值取决于电路。LLC控制器将MOSFET的开关频率(fs)设置为等于开关的谐振频率,以确保谐振的宝贵优势。

 

在负载变化期间,谐振频率从最小值(fr2)变为最大值(fr1):

当fs≥fr1时,LLC用作RC串联谐振电路。该工作原理适用于高负载,即Lm面对低阻抗的情况。相反地,对于fs≤fr2,LLC则充当RC并联谐振电路,这是低负载的情况。不过这种情况通常不会发生,因为系统随后将在ZCS(零电流开关)模式下运行。如果频率fi处于fr2 <fi <fr1的范围内,那么这两种工作原理将结合起来。

 

如果以图形形式显示谐振单元的放大率,则会得到如图3所示的曲线,这表明了曲线形状如何根据Q值而改变。

 

LLC谐振转换器的工作范围受到最大放大率的限制。特别要注意的是,在fr1或fr2处无法达到最大电压放大率。实际上,实现最大放大率的频率在fr2和fr1之间。随着Q值的降低(即随着负载的降低),最大放大频率移向fr2,并且获得了更高的最大放大率。随着Q值的提高(即负载的增加),最大放大率的频率移向fr1,而最大放大率减小了。因此,对于谐振网络,满载是最不利的情况。

 

关于MOSFET,如上所述,带有LLC的谐振转换器在软开关MOSFET方面具有关键优势,而正弦输出电流可降低整个系统的发射干扰(EMC)。

 

图4说明了LLC转换器的典型波形,它还清楚地表明,漏极电流Ids1在变为正值之前先振荡为负值。负电流值表示体二极管正在导电。在此阶段,MOSFET的漏极-源极电压非常低,因为它取决于二极管上的压降电压。如果在体二极管的电导率实际上为零的同时进行MOSFET开关,则会发生向ZVS的过渡,从而降低了开关损耗。结果可以减小散热器的尺寸,从而提高系统的效率。

 

如果MOSFET的开关频率fs小于fr1,则转换器上的电流呈现不同的形状。 如果这情况持续足够长的时间,以至在输出二极管上产生间歇性电流,则初级侧的电流会偏离正弦波形。

 

此外,如果MOSFET的固有输出电容C1和C2具有可与Cr相比的数值,则谐振频率fr也取决于组件。为避免这种情况并使fr值与所使用的组件无关,关键是在设计阶段选择大于C1和C2的Cr数值。

 

续流和ZVS条件

 

针对与谐振频率有关的方程式的分析表明,谐振网络的输入阻抗在最大放大率的频率以上为电感性,而谐振网络的输入电流(Ip)则保持低于施加到谐振网络的电压(Vd)。在低于最大放大率频率时,谐振网络的输入阻抗相比之下是电容性的,并且Ip大于Vd。

 

在电容性范围内工作期间,在开关操作过程中,体二极管在电压方面会发生极性反转,但体二极管在这个时候仍在承载电流,这会使MOSFET承受很高的故障风险。如绿色圆圈(图6)中显示的那样,内部二极管的反向恢复时间(trr)是非常重要的。

 

根据这一点,在从低负载过渡到高负载的期间(见图8),控制电路(LLC控制器)应能够使MOSFET切换至ZVS模式并达到正的关断电流范围。如果这不能保证,那么MOSFET可能会在危险范围内工作。

 

在恒定的低负载下,系统在较低的谐振频率fr2附近运行。在这种情况下,可以保证ZVS模式和正的关断漏极电流。在负载变化后(从低到高),开关频率应遵循新的谐振频率。如果不是这种情况(如图8中的绿线所示),则系统状态处于范围3(ZCS范围)。 这意味着ZVS模式和正的关断漏极电流不可用。如果MOSFET关断,电流也将流过其体二极管。如果在放大图中分析从低负载到高负载的过渡,可以建立以下条件:

 

黑色虚线绘制了过渡过程中的理想路线,而绿线则对应于实际路线。可以看到,在从低负载到高负载的过渡期间,系统在ZCS范围内运行。这样,内部二极管的性能就变得非常重要。因此,在体二极管中恢复时间非常短的断路器,便成为了新型LLC概念的发展趋势。

 

评测和参考电路板

 

为了开发开关电源,我们建议您使用评测板或参考板来收集经验数值,它们还可用于测试带有快速体二极管的MOSFET并评估其优势。这些经验也可用于儒卓力的不同LLC拓扑型款。

 

STEVAL-ISA132V1评测板可在限定的时间内提供170 W的连续输出(VIN = 190 V至264 V AC,VOUT = 24 V),峰值输出超过300W。它的架构基于不带PFC的单级LLC谐振变换器和L6699谐振控制器。它具有一些创新功能,例如自调整、可调整的空载时间、对工作模式的抗电容保护,以及可防止启动过程中发生硬开关的专有安全启动。

 

EVLSTNRG-170W评测板提供了通过使用PFC级以及基于STNRG388A数字控制器的LLC转换器的数字控制获得经验的可能性。在这种情况下,上游PFC级将在“增强的恒定导通时间”模式(DCM-CCM边界)下运行,而LLC转换器则在“时移控制 ”模式(TSC)下运行。该评测板的设计可提供高达170 W的连续输出,应用支持多种输出电压:主要应用为24 V(6 A),例如12 V (2 A)用于控制器,5 V (2 A)则用于待机操作(始终开启)。

 

EVLCMB1-90WADP是另一个较小的输出评测板,这是专门针对笔记本电脑AC/DC适配器的典型规格而设计的19 V/90 W转换器。当然,只要在目标设计中对输出电压进行相应的调整,该评测板也可以用作进一步应用的基础。它具有较宽的电源输入范围(频率为45至65 Hz时为90 V至264 V AC),低负载时的功耗非常低。

 

同样,其架构基于两阶段方法:过渡模式PFC预调节器和下游LLC半桥谐振转换器。 PFC级和LLC转换器的两个控制器都集成在STCMB1 Combo IC中。

图1:LLC桥接电路